1 引言
隨著消費(fèi)類電子產(chǎn)品的日益普及,有源OLED面板驅(qū)動(dòng)芯片設(shè)計(jì)已成為大規(guī)模數(shù);旌舷到y(tǒng)設(shè)計(jì)領(lǐng)域的新熱點(diǎn)。源驅(qū)動(dòng)電路是顯示面板驅(qū)動(dòng)芯片的重要組成部分,其功能是將攜帶圖像信息的RGB信號(hào)快速、準(zhǔn)確地建立在面板的電容像素負(fù)載上。一塊常見的QVGA(240×320)面板共需720列RGB驅(qū)動(dòng)信號(hào),也就需要720個(gè)軌到軌運(yùn)算放大器作全電壓輸出緩沖器。近年來,有人提出一種“Time Sharing Drive”結(jié)構(gòu),可以減少運(yùn)放的數(shù)目。但采用該結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)對單個(gè)運(yùn)放的建立速度提出了更高的要求。因此,設(shè)計(jì)高速微功耗軌到軌運(yùn)算放大器是提高面板驅(qū)動(dòng)芯片性能的關(guān)鍵。
兩級(jí)軌到軌運(yùn)算放大器憑借高增益和寬擺幅的優(yōu)點(diǎn)得到廣泛應(yīng)用。然而,兩級(jí)運(yùn)放的頻率補(bǔ)償問題制約了其向高速、低功耗方向的發(fā)展。在已報(bào)道的文獻(xiàn)中,用于面板驅(qū)動(dòng)芯片的兩級(jí)運(yùn)放主要包含兩種頻率補(bǔ)償方式,即共源共柵密勒補(bǔ)償和輸出零點(diǎn)補(bǔ)償。但是,在系統(tǒng)要求不斷提高的前提下,這兩種結(jié)構(gòu)均難以滿足設(shè)計(jì)要求。
本文以高速、低功耗、環(huán)路穩(wěn)定為目標(biāo),基于新型頻率補(bǔ)償方式,設(shè)計(jì)了一種性能良好的兩級(jí)軌到軌運(yùn)算放大器;并在詳細(xì)分析運(yùn)放小信號(hào)建立特性的基礎(chǔ)上,給出了設(shè)計(jì)、優(yōu)化該運(yùn)算放大器的方法。
2 新型頻率補(bǔ)償分析與結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)
2.1 新型頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)
圖1所示是一種采用本文頻率補(bǔ)償方式的軌到軌運(yùn)算放大器。該運(yùn)放包括軌到軌互補(bǔ)輸入差分對、共源共柵求和電路、AB類控制電路、推挽輸出級(jí)、共源共柵密勒補(bǔ)償電容C1、C2及輸出補(bǔ)償電阻Rz。其中,MN7和MP7作為輸出級(jí)的AB類控制電路,保證輸出級(jí)工作在AB類模式下。MN8與MP8在電路中作為浮動(dòng)偏置電流源,其作用是使MN7和MP7的靜態(tài)電流不受輸入共模電壓的波動(dòng)影響,減小失調(diào)和噪聲。圖2是該運(yùn)放的小信號(hào)等效電路。
圖1 本文提出的運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu)
圖2 小信號(hào)等效電路
圖2中,gm1和gm2分別為運(yùn)放的輸入級(jí)和輸出級(jí)等效跨導(dǎo),R1、C1和R2、CL分別是輸入級(jí)和輸出級(jí)的等效負(fù)載,gm3是圖1中MP3和MN3的跨導(dǎo),R3和C3分別是從MP3、MN3到地的等效電阻、電容,f是反饋系數(shù)。首先根據(jù)節(jié)點(diǎn)電流方程求出開環(huán)(f=0)傳輸函數(shù),C點(diǎn)為輸出節(jié)點(diǎn)。
其中,
從(1)式的分子可知,系統(tǒng)有3個(gè)零點(diǎn),包括一對模相等、分處左右半平面的零點(diǎn)對:
和由RZ引入的零點(diǎn):
由于Z1,2遠(yuǎn)大于單位增益帶寬,因此它們對幅頻、相頻曲線的有效影響很小。Z3作為補(bǔ)償零點(diǎn),調(diào)節(jié)其位置可以減緩單位增益帶寬附近的相移,從而有效增大相位裕度。在運(yùn)放的三個(gè)主要極點(diǎn)p1<<p2<<p3的前提下,可通過分母變形求出阻尼因子:
從(4)式可以看出,采用本文的補(bǔ)償結(jié)構(gòu)后,增大gm3和RZ都可以提高相位裕度,對CC的要求隨之降低。此外,負(fù)載電容CL的增大可以顯著提高阻尼因子,說明負(fù)載增大也可以增加相位裕度。
由于采用了軌到軌的互補(bǔ)輸入差分對,運(yùn)算放大器的等效跨導(dǎo)隨輸入共模電壓的變化有三個(gè)不同值,即gm1、gmp1和gmn1+gmp1。輸入跨導(dǎo)變化會(huì)影響相位裕度,因此,傳統(tǒng)軌到軌運(yùn)算放大器需要采取跨導(dǎo)恒定措施。然而,這些措施要么增加了電路的復(fù)雜性,要么改變了運(yùn)放結(jié)構(gòu),都會(huì)帶來性能的下降或潛在的不穩(wěn)定。而新型頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)通過調(diào)節(jié)Z3的位置,次主極點(diǎn)帶來的相移可以被推至遠(yuǎn)離單位增益帶寬的頻率上,所以運(yùn)放可承受較大的輸入等效跨導(dǎo)浮動(dòng),無需保持跨導(dǎo)恒定。
2.2 瞬態(tài)特性分析
在分析運(yùn)放瞬態(tài)特性時(shí),需求出閉環(huán)傳輸函數(shù)。為了簡化推導(dǎo)過程,近似認(rèn)為R1、R2和R3趨于無窮大。此時(shí),輸出節(jié)點(diǎn)變成圖2中的D點(diǎn)。傳輸函數(shù)為:
式中,
此時(shí),Z3被D點(diǎn)處由RZ和CL引入的極點(diǎn)抵消。為了方便分析,將(5)式轉(zhuǎn)化成標(biāo)準(zhǔn)的三階系統(tǒng)表達(dá)式:
(6)式包含以下參數(shù):α、ξ、γ、ωn以及常數(shù)k。其中,ξ是阻尼因子,ωn是本征頻率。將(6)式分母與(5)式分母比較,可得系統(tǒng)參數(shù)與晶體管參數(shù)的對應(yīng)關(guān)系為:
上述方程等號(hào)右邊未知數(shù)是三個(gè)主要晶體管的跨導(dǎo)和結(jié)寄生電容,都可以和晶體管的尺寸建立聯(lián)系。一旦得到等號(hào)左邊的系統(tǒng)參數(shù),就可借助系統(tǒng)參數(shù)進(jìn)行電路設(shè)計(jì)。
通過(6)式與頻域下單位階躍信號(hào)1/s的乘積,進(jìn)行反拉普拉斯變換,得到運(yùn)放的時(shí)域建立時(shí)間函數(shù)S(t)。由于建立誤差Es為Es=[S(∞)-S(t)]/S(∞),經(jīng)過Matlab軟件計(jì)算,可得Es的表達(dá)式:
借助Matlab,可解出使Es最快降低至系統(tǒng)要求的參數(shù)值,即系統(tǒng)參數(shù)最優(yōu)值。圖3中,橫坐標(biāo)為ωnt,即對1/ωn歸一化后的小信號(hào)建立時(shí)間,縱坐標(biāo)為取對數(shù)后的建立誤差。設(shè)系統(tǒng)需要小于0.1%的建立誤差,即-60dB。由圖3(a)、(b)可以得出結(jié)論:在α=3,ξ=0.9時(shí),建立誤差可以最快地達(dá)到-60dB,圖3(c)說明,γ對建立速度的影響可以忽略。
圖3 系統(tǒng)參數(shù)對建立特性的影響
3 仿真結(jié)果分析
根據(jù)以上分析,所設(shè)計(jì)電路系統(tǒng)參數(shù)為α=3,ξ=0.9,γ=18,8,電路元件關(guān)鍵參數(shù)為gm1=6μs,gm2=70μs,gm3=10μs,R2=6.2kΩ,CC1=60fF。設(shè)電阻負(fù)載為2kΩ,則需要4.2kΩ的補(bǔ)償電阻。采用EDA軟件,對電路進(jìn)行仿真驗(yàn)證,電源電壓4V,負(fù)載電容20pF。
運(yùn)放的閉環(huán)瞬態(tài)建立波形如圖4所示。存n~4V的輸入軌到軌階躍信號(hào)激勵(lì)下,輸出軌到軌瞬態(tài)建立時(shí)間僅為0.76μs,靜態(tài)工作電流僅為2.6μA。表1是本文設(shè)計(jì)的運(yùn)放主要參數(shù)與同類運(yùn)放的對比。
圖4 瞬態(tài)特性仿真結(jié)果(輸入階躍信號(hào)為0~4V)
表1 本文電路仿真結(jié)果與其他結(jié)構(gòu)的對比
4 結(jié)論
本文提出一種用于兩級(jí)軌到軌運(yùn)算放大器的頻率補(bǔ)償方法,詳細(xì)討論了采用該方法設(shè)計(jì)電路時(shí)如何從系統(tǒng)參數(shù)的角度優(yōu)化電路的小信號(hào)建立速度。該運(yùn)放可適應(yīng)較寬范圍的負(fù)載變化,無需任何附加措施,即可保證電路在軌到軌輸入共模范圍內(nèi)擁有足夠的相位裕度,僅需2.6μA的靜態(tài)工作電流,就可以在0.76μs內(nèi)完成軌到軌建立。該方法適用于中高分辨率驅(qū)動(dòng)顯示芯片中的源驅(qū)動(dòng)模塊。
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本文標(biāo)題:一種用于軌到軌運(yùn)算放大器的新型頻率補(bǔ)償結(jié)構(gòu)
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